Auf Basis des Voltage-Mode-Abwärtswandlers kann man auch einen Synchronwandler aufbauen. Dazu möchte ich zunächst auf ein paar grundlegende Eigenschaften des Synchronwandlers eingehen.

Die Idee hinter dem Synchronwandler ist erst einmal, die untere Freilaufdiode einfach durch einen zweiten MOSFET zu ersetzen. Dieser wird gegenläufig zum oberen Transistor geschaltet (idealerweise mit einer kleinen Schaltotzeit, um Querströme durch die Transistoren auszuschließen). Das bringt Potential zur Verlustleistungseinsparung, da an einem MOSFET eine deutliche niedrigere Spannung abfällt als über der Diode.

Synchronwandler

Doch dieser Aufbau hat einige weitreichende Folgen, die nicht unbedingt nachteilhaft sind, aber beim Design und der Regelung auf jeden Fall beachtet werden müssen.

Im normalen, nicht lückenden Betrieb, wird man keinen großen Unterschied zum normalen Abwärtswandler feststellen. Interessant wird das Verhalten dann, wenn man zu dem Punkt, in dem der Regler in den lückenden Betrieb übergehen würde. Der Knackpunkt ist nun, dass anstatt einer in Rückwärtsrichtung sperrenden Diode nun ein MOSFET sitzt - der in beide Richtung sehr wohl leitend ist. Der Freilaufstrom wird also nicht unterbrochen, sondern kehrt sich um.

Stromverlauf des Synchronwandlers bei niedriger Last

Der Strom wird also nie lücken. Allerdings entsteht dabei ein höherer Blindstrom, der in sämtlichen Bauelementen Verlustleistung produziert. Damit hätte ein solcher Regler bei niedriger Last einen schlechten Wirkungsgrad. Möchte man das nicht, so muss man den Transistor abschalten, sobald sich der Strom umkehrt. Für solche Regler sind also Current-Mode-Regler vorteilhaft.

Eine weitere Eigenschaft eines Synchronwandler erkennt man, wenn man darüber nachdenkt, wie ein synchroner Aufwärtswandler aussehen würde. Die Antwort ist: Genauso! Man tauscht lediglich Ein- und Ausgang.

Das bedeutet aber auch, dass der Wandler einen Energiefluss in beide Richtungen zulässt. Wenn am Ausgang eine zusätzliche Quelle angeschlossen ist, die die Ausgangsspannung erhöhen möchte, arbeitet der Wandler rückwärts und speist Energie in den Eingangskreis zurück.

Übergang in den Rückspeisebetrieb bei Zuschalten einer Spannungsquelle am Ausgang

Dieses Verhalten macht man sich unter anderem bei Motorreglern zu nutze, die nach dem Prinzip eines Synchronwandlers arbeiten. Indem man die Sollspannung niedriger als die EMK des Motors einstellt arbeitet der Wandler rückwärts; es wird Energie in den Eingangskreis zurückgespeist und der Motor wird gebremst.

Problematisch wird dieses Verhalten, wenn die Energie im Eingangskreis nirgends abgeführt werden kann. Dann steigt die Eingangsspannung an und kann im schlimmsten Fall zur Zerstörung von Bauelementen führen. Beim Einsatz eines Synchronwandlers sollte man dieses Verhalten also auf jeden Fall im Kopf haben.

Nun noch ein paar Worte zur Simulation selbst. Die Schaltung wurde im Prinzip vom Voltage-Mode-Buck-Regler übernommen. In der Regelung wurde keine Möglichkeit zum Abschalten bei negativen Drosselstrom vorgesehen. Auch das Verhalten bei Rückspeisung wurde simuliert, indem eine zusätzliche Spannungsquelle auf den Eingang geschaltet wurde. Man sieht dann sehr schön, dass die Spannung am Eingang ansteigt. Man sieht ebenfalls, dass der Drosselstrom dann umgekehrt ist.

Simulation des Synchronwandlers

Zur Ansteuerung der FET wird ein Halbbrückentreiberbaustein verwendet, der eine leichte Modifikation eines PWM-Bausteins aus der control.lib ist. Der Rest der Ansteuerung und Regelung wurde aus der Simulation des Voltage-Mode-Tiefsetzstellers übernommen

Download der LT-Spice-Simulation: buck-sync

Neben der control.lib wird zusätzlich folgendes Modell + Symbol benötigt:

smps01

Man trifft im Internet immer wieder auf Anwendungen, in denen aus einer Kleinspannungsquelle (z.B. einem Bleiakku) ein "Hochspannungs"-Kondensator mit relativ hoher Kapazität (also z.B. 400V und 10mF) geladen werden soll. Zu diesem Zweck kommen dann meistens Boost-Wandler (aka Hochsetzsteller oder Aufwärtswandler) zum Einsatz. Meist scheinen diese Boost-Wandler aber ungeregelt umgesetzt zu sein, sie werden also entweder mit PWM und einem Rampensollwert oder sogar mit einem festen Takt angesteuert.

Man kann einen Boostwandler relativ einfach mit einer Konstantstromregelung versehen. Konstantstrom ist hier nicht als exakter DC-Wert zu verstehen, man benötigt beim Schaltregler natürlich einen gewissen Ripplestrom. Es wird also lediglich der Mittelwert konstant gehalten.

LTSpice-Simulation eines Konstantstrom-Aufwärtsreglers

Die oben stehende Simulation zeigt nur die prinzipielle Funktionsweise des Konzepts, eine schaltungstechnische Realisierung würde etwas anders aussehen. Die Regelung läuft nach einem einfachen Schema ab:

• Fällt der Strom durch die Ausgangsdrossel unter den Wert X, so wird der Transistor eingeschaltet. Der Strom wird jetzt durch den eingeschalteten Transistor "beschleunigt".
• Steigt der Strom durch die Ausgangsdrossel über einen Wert Y, wird der Transistor ausgeschaltet. Der Strom der Drossel läuft über die Diode frei, die Spannung steigt entsprechend an.
• Sobald die Ladeschlusspannung erreicht ist, wird das Gate dauerhaft ausgeschaltet (in der Simulation wird es einfach über eine Diode und eine Spannungsquelle hart auf unter 0V gezogen).

Die Schaltfrequenz ist bei diesem Verfahren nicht konstant. Die Einschaltzeit bleibt jedoch konstant, sie kann man wie folgt berechnen:

Die Formel kommt aus der Tatsache, dass die Spannung über der Drossel die Ableitung des Stroms durch die Induktivität ist. Die Spannung über der Drossel entspricht im eingeschalteten Zustand der Versorgungsspannung.

In der Simulation wurde eine Induktivität von 2mH gewählt. Das wäre für eine reale Anwendung unnötig viel, die Simulation wird durch die lange Einschaltdauer aber schneller. Die berechnete Einschaltdauer mit einem Stromripple von 9A, der Induktivität von 2mF und einer Eingangsspannung von 12V beträgt 1,5ms - in der Simulation ist sie etwas höher, da ein Spannungsabfall an Transistor, Shunt entsteht und die Drossel selbst einen ohmschen Anteil besitzt.

Stromverlauf an der Drossel und Ansteuersignal

Ähnlich kann man jetzt auch die Ausschaltzeit berechnen. Die Spannung über der Drossel ist (näherungsweise unter Vernachlässigung der Spannungsänderung während des Freilaufs und bei Weglassen der Diodenvorwärtsspannung):

Verwendet man die Formel von oben, ergibt sich:

Damit ist jetzt auch klar, dass die Aus-Zeit und damit die Frequenz variabel ist. Für die Auslegung der Drossel ist jetzt interessant, wie die kleinste Ausschaltzeit ist. Dafür rechnet man die obenstehende Formel für die Ladeschlusspannung. In der Simulation würde sich hier eine Zeit von 46us ergeben.

Für die Auslegung der Drossel muss man also zwei Dinge beachten: Die maximale Schaltfrequenz, die sich wie folgt ergibt:

Wenn die gewünschte Ausgangsspannung sehr viel höher als die Eingangsspannung ist, kann man den Beitrag der Ausschaltzeit vernachlässigen. Diese Schaltfrequenz wird zur Berechnung der Worst-Case-Schaltverluste benötigt.

Aber auch die Ausschaltzeit selbst ist eine wichtige Größe. Sie muss so lang sein, dass die Spitzenstromerkennung den Transistor schnell genug ausschalten kann. Eine genaue Größe ist schwer zu bestimmen, das kommt doch sehr stark auf das konkrete Hardwaredesign an.

Wenn wir schon von einem konkreten Hardwaredesign reden: Einen konkreten Umsetzungsvorschlag hebe ich mir mal für einen späteren Artikel auf.

Hier noch die LTSpice-Datei zum Download: boost1.

Mit Hilfe von einer Reihe von Steuerelementen kann man in LTSpice einfache Schaltnetzteile simulieren. Ein erster Projekt, das ich hier vorstellen möchte, ist ein einfacher Tiefsetzsteller.

Voltage-Mode-Schaltregler

Er arbeitet mit einer Voltage-Mode-Regelung. Dieses Regelungsprinzip ist relativ einfach und wahrscheinlich die Art Regelung, die die meisten Leute intuitiv nutzen würden, wenn sie nicht "vorbelastet" mit dem Problem "Regelung eines Schaltnetzteiles" konfrontiert werden. Außerdem ist es relativ leicht zu implementieren.

Die Ausgangsspannung wird mit dem Sollwert verglichen, die Differenz wird auf einen PID-Regelblock (wobei hier der D-Anteil null gesetzt ist, der Regler ist effektiv also ein PI-Regler) gegeben und die sich ergebende Stellgröße bestimmt das Pulsverhältnis eines PWM-Generators, der den Transistor des Abwärtswandlers ansteuert. Im Prinzip funktionieren viele integrierte Schaltregler nach genau diesem Prinzip.

Link zur LTSpice-Datei

Für die Datei wird die control.lib sowie die dazugehörigen Symbole benötigt. Die Regelparameter sind bei dieser Simulation noch nicht optimiert, zur Demonstration des Funktionsprinzips des Schaltreglers sollte es aber keine Rolle spielen. Der Regler läuft stabil und lässt sich auch durch einen simulierten Lastsprung (rechts im Bild zu sehen) nicht zum Schwingen anregen.

Nun kann man bei dieser Schaltung an einigen Parametern schrauben. Ein interessanter Punkt ist der Ausgangskondensator. Wenn die Kapazität oder der ESR zu niedrig eingestellt werden, neigt der Regler zu schwingen. Man sieht dann, dass der Ripplestrom des Kondensators leicht durch eine Schwingung überlagert ist.

Ein Problem an der Voltage-Mode-Regelung ist die Tatsache, dass in der zu regelnden Strecke ein LC-Tiefpass vorhanden ist. Durch die zwei Energiespeicher ist dieses System also schwingfähig und dies ist regelungstechnisch unvorteilhaft. Der ESR des Kondensators dämpft den Schwingkreis. Das deckt sich auch mir der oben erwähnte Beobachtung, dass eine Erhöhung des ESR eine Verbesserung der Stabilität mit sich bringt. Das alles ist erst einmal halb so wild, in vielen Anwendungen funktioniert ein Voltage-Mode-Regler trotzdem völlig problemlos.

Falls diese regelungstechnische Schwäche Schwierigkeiten in einer Anwendung bereitet, müssen andere Regelungsverfahren verwendet werden. Ein sehr häufig angewendetes Verfahren ist die Current-Mode-Regelung. Hierbei wird nicht die das Puls-Pausen-Verhältnis einer PWM als Stellgröße verwendet, sondern der Strom in der Speicherdrossel. Somit wird diese Speicherdrossel aus der Strecke herausgenommen; sie besteht dann nur noch aus der Ausgangskapazität und Lastwiderstand und wäre theoretisch damit nicht mehr schwingfähig. Eine ausführliche Beschreibung der Current-Mode-Regelung inklusive Simulation werde ich zu einem späteren Zeitpunkt erstellen.

Der Autor der Webseite http://home.scarlet.be/nap0/ltspice/index.html hat sich viel Mühe gegeben, eine Bibliothek für LTSpice mit vielen verschiedenen Steuerelementen zusammenzustellen. Neben einfachen arithmetischen Funktionen (z.B. addieren oder subtrahieren zweier Spannungen) gibt es weitere interessante Elemente:

• PWM-Generator mit Spannungseingang sowie ein erweiterter PWM-Generator mit komplementären Ausgängen und Totzeiterzeugung
• Verstärkerblöcke
• PID-Regler

Mit diesen Elementen lassen sich auch komplexere Probleme in LTSpice abbilden, zum Beispiel die Regelung von Schaltnetzteilen.

Zur Installation müssen einige Dateien in die entsprechenden Verzeichnisse abgelegt werden. Man braucht einmal die Datei "control.lib", in der die Spice-Modelle vorhanden sind. Diese kopiert man in das Unterverzeichnis ./lib/sub im Programmverzeichnis von LTSpice (das ist unter C:\Programme oder ähnlich zu finden, abhängig von der verwendeten Windowsversion). Zusätzlich braucht man das Zip-File, das man entpackt und die einzelnen Dateien in ein Unterverzeichnis unter ./lib/sym ablegt. Dann muss man evtl. noch einmal LTSpice neustarten und schon findet man das neue Verzeichnis, wenn man neue Komponenten einbinden will.

Das Grundprinzip eines Tiefsetzstellers (oder Buck-Converter) ist im Prinzip recht schnell erklärt: Die Eingangsspannung wird getaktet auf einen Tiefpass gegeben, das Tastverhältnis bestimmt im Prinzip die Ausgangsspannung. Und da wir ja ein Schaltnetzteil wegen des guten Wirkungsgrades verwenden, müssen wir beim Tiefpass auf verlustarme Bauelemente zurückgreifen; also verwenden wir einen LC-Tiefpass. Die Drossel und der Kondensator arbeiten dabei beide als Energiespeicher.

Soweit so gut, nur ist das eben nur die halbe Wahrheit. Die Formel

stimmt nur im nicht lückenden Betrieb, also wenn der Strom durch die Drossel nie Null wird. Nur warum ist das so und was passiert jetzt genau, wenn der Wandler in den lückenden Betrieb übergeht? Und was bedeutet das für meine Wandlerauslegung?

Dazu muss man sich einmal anschauen, wie genau der Strom in der Drossel entsteht. Wenn man eine konstante Spannung an einer Induktivität anlegt, steigt der Strom linear an. Der Stromanstieg hängt von dem Induktivitätswert und der angelegten Spannung ab:

Beim Tiefsetzsteller gibt es jetzt zwei Zustände:

• Transistor eingeschaltet; die Spannung an der Drossel ist die Differenz zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung
• Transistor ausgeschaltet, die Spannung an der Drossel ist betragsmäßig die Eingangsspannung, aber negativ

Dadurch können sich zwei verschiedene Rampensteigungen ergeben, je nach Verhältnis von Eingangs- zu Ausgangsspannung. Wenn die Ausgangsspannung genau die Hälfte der Eingangsspannung ist, wären die Steigungen gleich.

Strom (schwarz) und Spannung (blau) an der Drossel beim Tiefsetzsteller

Das ganze funktioniert jetzt aber nicht ohne Last, die für einen mittleren Stromfluss sorgt. Wenn die Last konstant und auch die Ausgangsspannung konstant ist, bleibt dieser mittlere Stromfluss auch gleich. Diese Erkenntnis ist jetzt ganz wichtig, denn das bedeutet auch, dass die beiden Rampen im Einschalt/Ausschaltzustand die gleiche Höhe haben müssen. Logisch, sonst würde der Strom ja in eine Richtung "weglaufen". Wir wissen aber auch, dass die Rampensteigungen unterschiedlich sein können. Und wie können wir beides gleichzeitig erreichen? Ganz einfach indem wir die Zeiten verändern! Und genau das erreichen wir mit der Einstellung des Tastverhältnisses.

Nun haben wir ja bei einem normalen Tiefsetzsteller eine feste Frequenz. Es können also die Rampenlängen nicht beliebig verändert werden, sondern müssen zusammen ja die Periodendauer ergeben. Wenn man jetzt also eine kleine Last hat kann es passieren, dass der mittlere Strom niedrig ist, dass die abfallende Rampe des Drosselstroms Null wird und auch bis zum nächsten Einschalten Null bleibt. Das nennt man dann lückenden Betrieb.

Klingt doch erst einmal nicht so schlimm, oder? Nur leider passen jetzt die ganzen Verhältnisse nicht mehr zusammen. Man muss ja immer noch das Verhältnis zwischen den beiden Rampen betrachten. Nur bei einer PWM-Steuerung stellt man ja nur die Einschaltdauer ein und weiß gar nicht, wie lange die abfallende Rampe ist. Im nicht lückenden Betrieb ist das kein Problem, weil dort die abfallende Rampe genau bis zum nächsten Einschalten dauert. Im nicht lückenden Betrieb ist sie aber kürzer, da man das aber nicht weiß schaltet man zu lange ein - und damit ergibt sich eine erhöhte Spannung am Ausgang.

Spannungserhöhung bei Lückbetrieb durch niedrige Last

Im Beispiel oben werden beide Wandler mit einem Pulsverhältnis von 0,2 betrieben. Durch die niedrige Last erhöht sich in diesem Fall die Spannung um fast das dreifache! Ein Schaltregler kann so etwas natürlich bis zu einem gewissen Punkt ausregeln, aber wenn die benötigte Pulsdauer unter der minimalen Einschaltdauer ist, funktioniert das auch nicht mehr.

Ein Schaltregler braucht also eine gewisse Mindestlast, wenn er nicht spezielle Regelmechanismen für niedrige Lasten hat. Wenn man sich nun von der Bedingung der konstanten Frequenz löst, hat man wieder ganz andere Freiheitsgrade und kann deshalb auch bei sehr niedrigen Lasten vernünftig arbeiten. Viele moderne Schaltregler haben daher für diesen Zweck einen zweiten Regelmodus integriert.

Um einen Wandler in den lückenden Betrieb zu bringen, kann man nicht nur die Last verringern, sondern auch die Spannung erhöhen. Denn dann erhöht sich die Rampensteigung beim Einschalten (im Freilauf bleibt die Rampensteigung gleich, weil die ja nur von der Ausgangsspannung abhängig ist). Der Maximalstrom durch die Drossel steigt dann auch an. Eine Drossel sollte also immer für eine höchste auftretende Eingangsspannung ausgelegt sein.